接收器可能采用多种均衡器组合。常见的均衡器包括连续时间线性均衡器（CTLE）、有限脉冲响应滤波器（FIR滤波器）和决策反馈均衡器（DFE）。CTLE 是一种模拟滤波器，旨在衰减低频信号以补偿信道中的损耗；FIR 滤波器是数字滤波器，通过调整其参数来补偿信道损耗；而 DFE 是一种非线性的数字滤波器，通过反馈机制进一步提升信号恢复的精度。
CTLE（连续时间线性均衡器）是一种结构简单的单抽头连续时间电路，具有提升高频增益的传递函数，可有效均衡通道响应。例如，所需的频率整形可以通过简单的RC网络实现，如图9所示。该网络中，电阻衰减低频信号，而电容允许高频信号通过，从而实现高频增益的提升。
为了化接收端均衡的效果，应在较高频率下实现大于1的增益。因此，均衡器需要采用有源电路元件，而非无源元件，以实现所需的增益。有源滤波器能够提供满足频率响应需求的特性，可用作CTLE的核心组件。为实现所需的高频增益提升，可以采用多种宽带放大器设计技术。这些技术包括利用零点调整、调谐电路，以及级联放大器的方式来扩展带宽。通过设计零点频率低于主极点，可以显著提升高频增益。具体的增益提升量则由主极点与零点频率的比率决定，从而实现灵活可控的高频响应优化。
通过级联多个CTLE，可以实现更复杂的传递函数。通过将两个或多个具有不同极点和零点设置的CTLE级联，其组合均衡器的传递函数能够更地补偿信道中的损耗特性。例如，在IEEE802.3 Annex 94A中，为了计算信道操作裕度 (COM)，需要使用一个有源CTLE。该CTLE的传递函数被定义为式(5)，这实际上是图10中所示方程的重写形式。
其中，gDC 表示直流增益（单位：dB），fz 为零点截止频率，fp1和fp2分别为个和第二个极点的频率。对于 100GBASE-KR4、-CR4和-KP4标准，这些参数的具体取值列于表1中。
特性曲线如图11所示，其中仅展示了 gain=1 的特性，未包括额外的增益。
使用均衡器时，它们的主要作用是补偿信号的衰减，从而恢复信号的完整性。通过这种补偿，可以为信号增益提供额外的空间，以进一步增强信号强度。这种增益提升通常可以通过在CTLE中实现。
图11 IEEE 100GBASE中定义的CTLE传输函数
图12展示了使用 CTLE 进行均衡的示例。为消除通道中的衰减，选用直流增益为-9dB的CTLE。这一增益值在采样点处提供了信噪比（SNR），即实现了眼图张开的幅度。经过通道并通过 CTLE 后的信号，在高达10 GHz的范围内表现出较为平坦的传递函数。
然而，由于CTLE的滤波特性与通道损耗并非完全匹配，其组合后的通道传递函数可能会出现一定的摆动。均衡器增益峰值的传递函数会放大通道内高频噪声，从而可能降低系统的噪声容限。此外，CTLE内部产生的噪声也会因滤波器的峰值特性而增加。
对于采用多个 CTLE 级的均衡器，通常是级对总噪声贡献。在这种情况下，如果级的直流增益小于1，则可能会放大低频输入的参考噪声，从而对系统的噪声性能产生影响。
FIR均衡器相较于CTLE和DFE等经典解决方案具有独特的优势：它们能够有效消除前光标处的ISI（码间干扰），并且能够与简单的自适应算法兼容。
FIR滤波器是一种因果线性时不变系统，具有有限脉冲响应的特点。由于不包含反馈路径，FIR滤波器天然具有无条件稳定性（参见图13）。它的基本结构包括 N个具有可变系数的乘法器、N-1个延迟单元以及一个求和节点。
通过调整滤波器系数的值，FIR能够生成多种类型的传递函数以适应不同需求。通常，由于信号在延迟线上的每个位置经过乘法器的操作，这些乘法器被称为“抽头”。
FIR均衡器相较于CTLE和DFE等经典解决方案具有独特的优势：它们能够有效消除前光标处的ISI（码间干扰），并且能够与简单的自适应算法兼容。
FIR滤波器是一种因果线性时不变系统，具有有限脉冲响应的特点。由于不包含反馈路径，FIR滤波器天然具有无条件稳定性（参见图13）。它的基本结构包括 N个具有可变系数的乘法器、N-1个延迟单元以及一个求和节点。
通过调整滤波器系数的值，FIR能够生成多种类型的传递函数以适应不同需求。通常，由于信号在延迟线上的每个位置经过乘法器的操作，这些乘法器被称为“抽头”。
在FIR滤波器中，相邻抽头之间的延迟为Td，每个抽头引入一个等间隔的时间延迟。其输入与输出的关系可以在时域中表示为
输入信号x(k)沿延迟链传播，其延迟版本与抽头系数相乘后相加。通常，中央抽头被选为主抽头（光标抽头），因为它通常具有的系数。FIR 的输入输出关系表明，其性能及系数也依赖于延迟Td。延迟值Td可以等于或小于比特周期。
FIR 滤波器可以实现为数字或模拟滤波器：
数字FIR滤波器：通过模数转换器（ADC）对输入信号进行数字化处理，延迟和加法操作以数字方式完成，例如通过高速数字乘法器和加法器。然而，为了支持高数据速率，ADC 需要以极高速度工作，这导致设计复杂性提升、功耗增加以及面积开销扩大。
?为降低复杂性，可以采用多个较低采样速率的ADC，并在数模转换器（DAC）前进行多路复用。但这种方案虽然缓解了单个ADC的负担，却进一步增加了功耗和面积开销。
模拟FIR滤波器：通过模拟延迟线对输入信号进行处理。然而，模拟延迟线会引入损耗，尤其是频率相关的损耗，这种损耗难以补偿。此外，模拟 FIR 滤波器需要设计精确的延迟线，而这在实际中具有很大挑战性。
由于这些限制，FIR滤波器在接收器中用于均衡器的实现面临诸多挑战。其高功耗、大面积开销以及设计复杂性，使得FIR滤波器在均衡应用中逐渐落后于其他技术解决方案。
线性滤波器实现的均衡器（如 FFE 和 CTLE）由于结构简单，易于实现，因此在许多情况下被广泛采用。然而，这些均衡器通常无法达到*佳性能。对于引入从弱到中等 ISI（码间干扰）的信道，它们的性能通常足够。但由于无法区分信号、噪声和串扰，它们在抑制 ISI 的同时会不可避免地放大噪声。因此，当信道失真较为严重时，线性均衡器的性能通常受到噪声增强的限制。
为了克服这一问题，判决反馈均衡器（DFE） 成为一种非常重要的替代方案。DFE 能够在不增强噪声的情况下显著提高均衡性能。它是一种非线性结构（如图14所示），由一个反馈 FIR 滤波器和一个判决设备（判决器）组成。通过反馈路径，DFE 可以基于已经判决的符号校正当前符号，从而有效补偿信道中的损耗。
DFE 的性能随着抽头数量的增加而提升，抽头越多，DFE 就越能补偿信道损耗而不增强噪声。因此，对于低损耗信道，可以选择不使用DFE 或仅使用少量抽头的 DFE；而对于高损耗信道，则需要具有更多抽头的DFE。例如：在100GBASE-KR4 和 100GBASE-CR4 标准中，信道允许高达30dB或35dB的损耗，具体取决于是否包含前向纠错（FEC）。为了应对这样的高损耗，标准要求使用 14 抽头 DFE，以实现足够的均衡性能。
与前面描述的均衡器不同，判决反馈均衡器（DFE）利用先前的决策来估计并消除信道引入的ISI（码间干扰）。DFE的反馈滤波器根据先前的符号决策来估计 ISI，因此它主要消除后光标ISI，即由先前符号引起的ISI。由于ISI的消除是基于先前的决策，DFE不会引起高频增强，因此它基本上不会受到噪声增强的影响。
然而，DFE 设计中存在两个主要问题：
错误传播：由于DFE假设所有先前的决策都是正确的，任何比特错误都会导致错误传播，从而加剧ISI，而不是消除它。尽管如此，在高速串行链路中，要求 比特错误率（BER）<10^-12 时，错误传播对性能的影响通常非常小，因此这个问题不会显著降低整体性能。
前光标ISI的消除：DFE只能消除后光标 ISI，无法直接处理前光标 ISI，因此需要与FFE或CTLE等其他均衡器一起使用，以消除前光标 ISI。
此外，在高速数据传输中，DFE 中的反馈环路可能会引入较大的延迟，尤其是在需要高速响应的场合。为了避免这个问题，DFE 的输入阶段可以设计为 两个输入阶段（部分或完整 DFE）。输入判决器将数据分配到每个 DFE 输入阶段。由于每个 DFE 输入阶段没有关于其他 DFE 状态的准确信息，因此每个 DFE 会基于推测作出决策。随后，通过选择正确的决策，将数据发送到 DFE 的公共端进行处理。
在图14中，标记了三个关键点：
a：DFE的输入，表示信号经过输入端进入DFE系统。
b：DFE反馈信号的总和，表示来自反馈滤波器的估计信号。
c：决策设备（判决器）的输入，表示用于*终决策的信号输入。
图15展示了通过DFE对脉冲进行均衡的效果，说明了其如何消除信号在后采样点的泄漏。点a处的信号图显示了DFE的输入信号，即通过通道后数据脉冲的形状。主采样点（采样#0）对应于脉冲的峰值点，但在此之后的多个采样点（如采样点#8）仍能观察到脉冲泄漏（此处泄漏约为10%）。这种后采样点的泄漏是码间干扰（ISI）的主要来源。点b处的信号图表示DFE的反馈信号。该信号是每个后采样点泄漏的负值，由反馈滤波器生成，旨在通过负反馈来抵消后采样点的信号泄漏。点c处的信号图显示了将反馈信号添加到输入信号后的组合信号。此时，在每个后采样点，信号的电压已被均衡到接近零，从而消除了后光标ISI。然而，采样点之间的泄漏未被消除，但这并不重要，因为ISI的关键影响体现在采样点处。
DFE的泄漏补偿能力由抽头数决定。本例中，使用了14个抽头，这使得DFE能够补偿从主采样点到第14个后采样点的所有泄漏。
DFE不仅可以均衡脉冲的扩散和后光标ISI，还能在一定程度上补偿信号在通道中由于多次反射引起的损耗。如果通道中存在两个距离较近的不连续点，信号在这些点之间的反射会引发一系列递减脉冲。DFE可以在其工作范围（抽头覆盖的时间区域）内补偿这些脉冲。超出DFE工作范围的反射脉冲无法得到补偿，这将导致眼图闭合。
图16左侧展示了一个具有两个较大电容不连续点的通道示例。两个不连续点之间的距离为s1，可能为40mm或46mm。信号在这些不连续点之间的反弹会引发插入损耗变化。图16右侧展示了插入损耗偏差（ILD）。ILD的振荡由反弹信号引起。当s1=40mm时，不连续点之间的距离较短，因此共振频率更高；与s1=46mm时相比，损耗更低但品质因子（Q因子）更高，从而导致ILD的幅度稍大。当s1=46mm时，ILD的振幅稍小，但振荡周期更长。这些特性表明，不连续点的距离对信号的插入损耗特性有显著影响，进而影响通道的传输质量和均衡需求。
图17展示了当s1=40mm时的脉冲响应。图“DFE Input”显示了DFE输入处的脉冲，其中主脉冲位于样本#0，而反弹信号则出现在样本#13和#14。通过使用具有14个抽头的DFE，可以有效处理个反弹信号。图“DFE Feedback Signal”显示了DFE内部生成的反馈信号，该反馈信号被添加到输入信号中，*终在“DFE Output”中得到均衡的输出信号。从输出信号中可以看出，个反弹信号通过抽头13和抽头14被大幅削弱。图中还展示了眼图的绘图，均衡后的眼图显示出极高的信噪比，表明DFE均衡器的有效性。
图17 多重反射信号的DFE处理， s1=40毫米
如果不连续点之间的距离增加到46毫米，反弹信号的处理如图18所示。此时，反弹信号出现在采样点#15和#16，如图“DFE Input”所示。这些采样点处的反弹信号位于DFE的工作区域之外，因此无法通过DFE补偿。图“DFE Feedback Signal”中显示，在采样点#15和#16处没有脉冲处理，表明这些点的ISI未被消除。图“DFE Output”则显示了均衡后的输出信号，其中脉冲初始阶段的ISI有所减少，但采样点#15和#16处的反弹信号仍然存在，未得到补偿。相应的眼图显示，与s1=40毫米的情况相比，信噪比显著降低，反映出反弹信号未被处理对系统性能的影响。
图18 多重反射信号的DFE处理， s1=46毫米
DFE能够补偿的范围受其抽头数限制。两个不连续点之间的往返延迟必须小于DFE抽头覆盖的时间范围。在本示例中，使用14个抽头的DFE，在25Gbit/s链路中，64B/66B编码情况下，14个抽头覆盖的时间为约14/25.783125*109 ≈560ps。因此，两个不连续点之间的传播延迟约为 560/2=280ps，往返为560ps。对于PCB长度为40mm且介电常数=4的情况，传播延迟约为267ps，往返为534ps<560ps，这在DFE的补偿范围内。而当s1增加到46mm时，传播延迟为307ps，往返为614ps>560ps，这超出了DFE的补偿能力。不同类型的均衡器对反射信号的处理方式各不相同。图19展示了两种距离s1的电压传递函数的分析：左上方图表明两个通道的衰减特性；右上方图显示了级联的FFE和CTLE的传递函数。这些滤波器的频率响应较平滑，无法有效应对通道中的波动；中间左侧图展示了通道与FFE、CTLE的组合传递函数，明显看出无法对通道波动进行补偿。FFE和CTLE通过引入约-5dB的直流衰减来平坦化传递函数；中间右侧图为DFE的传递函数。对于s1=40，DFE能够处理个反射信号，其传递函数会随频率产生上下波动。而对于s1=46mm，由于次反射超出DFE的工作范围，DFE无法补偿该反射信号，传递函数更加平滑；下方左图展示了包括FFE、CTLE和DFE的通道传递函数。对于s1=40mm，DFE能有效减少反弹信号，与其他均衡器协同使通道传递函数更加平坦。而对于s1=46mm，传递函数的波动更小但补偿不足，信号完整性受到一定影响。
仿真项目：
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